Главная > Разное > Радиолокационные сигналы
<< Предыдущий параграф
Следующий параграф >>
<< Предыдущий параграф Следующий параграф >>
Макеты страниц

13.6. Характеристики преобразователей для тонких полосковых линий задержки

Как уже говорилось выше, для построения дисперсионной УЛЗ может быть использовано несколько мод распространения волн в тонких полосковых линиях. Однако первая продольная мода обладает наиболее подходящей формой для синтезирования линейной зависимости задержки от частоты при использовании метода изменения толщины, рассмотренного Фитчем 191.

Параметры конкретной моды распространения, возбуждаемой в полосковой линии, могут изменяться при изменении поляризации и размеров преобразователя.

Рис. 13.15. Эквивалентные схемы преобразователей: а — эквивалентная схема; б - эффективные параллельные емкость и сопротивление.

При соответствующей разработке конструкции, используя эти два параметра, можно возбуждать чистую первую продольную моду, причем уровень других мод будет на 40—50 дб ниже. Асимметрия в конфигурации преобразователей может привести к появлению паразитных сгибовых мод более высокого уровня. Мейцлер 1201 указывает, что источником этого может быть наклон концевых срезов преобразователя, неоднородности слоев крепления и неоднородность материала преобразователей.

Амплитудные характеристики УЛЗ на полосковых линиях определяются конструкцией как преобразователей, так и самой линии. Считается, что абсолютная величина потерь складывается из трех компонент: потерь на рассогласование, потерь в материале и потерь при расширений луча. Форма амплитудной кривой, однако, зависит как от указанных трех компонент, так и от механической добротности преобразователей.

Преобразователь, нагруженный на линию вблизи резонанса, может быть описан эквивалентной схемой, показанной на рис. На центральной частоте последовательная цепочка, состоящая из находится в резонансе, что приводит

к минимуму потерь. Если параллельно входу подключить емкость так, чтобы она совместно с внешней индуктивностью образовывала антирезонансную цепь на центральной частоте, то суммарная форма частотного отклика будет совпадать с его формой одной последовательно настроенной цепи при изменении частоты в любую сторону от резонанса. Значение сопротивления определяется постоянными материала преобразователя, задерживающей среды и типом связи между ними.

Так как потери в алюминиевой полоске возрастают приблизительно как четвертая степень частоты, то максимально допустимая частота для алюминия ограничена 6 Мгц. Столь быстрое возрастание потерь с частотой происходит в большей степени из-за рассеяния акустического сигнала на границах зерен материала. По мере приближения длины волны в материале к размеру зерен оно становится очень большим.

В коротких УЛЗ, обычно используемых в системах сжатия импульсов, потерями на расширение пучка можно пренебречь, если длина преобразователя велика по сравнению с его шириной. Таким образом, форма амплитудного отклика приближенно описывается откликом единичного настроенного контура, соответствующего контуру преобразователя.

При соответствующей конструкции преобразователей случайные паразитные сигналы в УЛЗ на полосковой линии можно снизить до уровня на 40 дб ниже полезного выходного сигнала. Отражение от концов УЛЗ вследствие рассогласования является основной проблемой при рассмотрении паразитных сигналов в относительно коротких линиях, где потери в материале малы. Такие сигналы принято называть отражениями с тройной задержкой или сигналами трехкратного прохождения, так как они появляются на выходе с задержкой, в три раза большей чем задержка в линии, считая с момента поступления входного сигнала. Они могут быть существенно уменьшены, если на концах линии импеданс окажется комплексно-сопряженным импедансу преобразователей. Эквивалентная схема, показанная на рис. 13.15, а, может быть преобразована в схему с параллельными емкостью и сопротивлением, показанную на рис . 13.15, б. Такие элементы в большинстве случаев могут быть легко измерены с помощью стандартного оборудования. Отметим, что значения этих параллельно включенных элементов зависят от проводимостей данных двух схем. Для схемы на рис. 13.15, а

а для схемы на рис. 13.15, б

Приравниваем действительные и мнимые части этих двух функций проводимости и решаем относительно . В результате получаем

Эти функции приведены на рис. 13.16. На нем также показаны практически полученные результаты, отлично совпадающие с теоретическими кривыми.

Рис. 13.16. Зависимость емкости и сопротиэления в эквивалентной схеме преобразователя от частоты.

Для оптимальной режекции сигналов трехкратного прохождения, если схема работает с постоянным импедансом нагрузки, используется согласующая цепь.

Рис. 13.17. Схема согласования преобразователя с нагрузкой.

Эта цепь должна согласовывать сопротивление с постоянным значением нагрузки и емкость в пределах частотной полосы, представляющей для нас интерес. Хорошие результаты были получены при использовании с этой целью схемы, показанной на рис. 13.17. Ее можно рассчитать графическим

методом, подстраивая характеристики согласующей схемы к измеренным зависимостям сопротивления и емкости преобразователя.

Так как эта схема согласовывает преобразователь в полосе частот, то она оказывает пренебрежимо малое воздействие на суммарный амплитудный отклик. Данный метод может быть использован для значений относительной ширины полосы вплоть до 40% несущей частоты обеспечивает уровень паразитных сжатых сигналов трехкратного прохождения порядка 35—40 дб для коротких полосковых линий задержки.

<< Предыдущий параграф Следующий параграф >>
Оглавление